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在常用的開關電源設計中，為了抑制電磁干擾的共模噪音，通常會在原副邊之間跨接一個Y電容，通常Y電容容值越大對共模抑制越有好處，但安規標準卻對Y電容大小有一定要求，容值大，漏電流也會相應增大。
目前針對手機充電器和小功率電源，去除Y電容對使用者的安全和成本的降低都很有意義。但是，去除Y電容也會帶來新的挑戰，主要是解決電磁干擾的問題。本文章從EMI的耦合傳播原理和變壓器繞法及結合示波器判斷同時結合實際案列為你深度解析降低EMI的辦法。
EMI噪聲源和耦合路勁的基本概念
圖1所示是離線反激變換器的傳導電磁干擾測量電路圖。測量中使用的是標準的傳導測量儀器LISN，由電感，電容以及兩個50ohm電阻組成。對于噪音來說，兩個電感呈現高阻抗，而兩個0.1uF電容呈現低阻抗。通過兩個電阻耦合到噪音電壓被算作傳導電磁干擾。VX是LINE EMI電壓，Vy是neutral side EMI電壓。
按照傳統理論，EMI噪音分為兩種模式：差模噪音DM noise和共模噪音COMMON noise。DM noise由脈動的開關電源耦合到電阻R1和R2。差模干擾耦合路徑如圖1中藍色點劃線所示。一般而言，差模干擾隨負載電流而變化。CM noise由功率管的開通關斷（通常而言是dv/dt）通過寄生電容CPS耦合到電阻R1和R2。共模噪音干擾噪音耦合路徑如圖1中紅色虛點所示。差模干擾和共模干擾可以通過EMI噪音分離測量，其中差模干擾電壓為兩個電壓差（Vx-Vy）.共模干擾電壓為兩個電壓平均值（VX+VY）/2。
2、針對無Y電容反激電源的傳導EMI主要措施
無Y電容反激電源應用的典型電路圖如圖2所示。圖3所示是差模干擾和共模干擾在傳導EMI不同頻率段中產生影響的主要區域，其中差模干擾主要在2MHZ以內，共模干擾主要住500KHZ以上。
2.1與DM和CM EMI相關的元器件
在常規應用中，以下元件被用來抑制差模干擾：
π型濾波器，由電感和電容組成，通常被置于輸入整流橋后。
X電容，是常用的抑制差模干擾的手段
通常在13W以內的反激變換器應用中，基本用的都是L1，C1和C2組成了的π型濾波器就可以應付EMI了，X電容可以省去。
與共模干擾相關的元器件：
Y電容，是最常用的抑制共模EMI干擾的方法。
共模CHOKE，有時用于輸入或輸出側以降低共模EMI。
鐵氧體磁珠或uH級的電感，加在輸入側的π型濾波器中用以減小高頻共模干擾EMI，同時對輻射也有抑制效果
RCD鉗位吸收電路以及次邊RC吸收電路同樣對共模干擾有抑制效果
變壓器繞指結構，恰當的繞組結構和屏蔽可以大幅度降低共模干擾。
在此小功率反激變換器應用中，采用了鐵氧體磁珠（L2）,原邊RCD吸收電路（R7，C5，D6和R8），二次側RC吸收（R14，C6）以及結構優化的變壓器以降低共模EMI干擾。
2.2變壓器設計中的共模噪聲抑制技術
圖4顯示了變壓器內部的電荷分布結構，其中Qps是原邊對二次側繞組的電荷分布。通過電荷分布Qps我們可以得到原邊對二次側的等效電容Cps，這就是我們通常所知的原邊對二次側的共模噪聲路徑。
首先，通過減小等效電容Cps，增加共模噪音路徑阻抗。簡單有效的方法就是將原邊繞組的動點遠離二次側繞組。如圖5中變壓器繞組結構中線繞原邊繞組，從動點起繞，13W以內的變壓器采用初級平均繞法（非三明治結構），這樣可以有效減小原邊對二次側的位移電流，從而達到減小等效電容CpS，增加共模噪聲路徑阻抗，抑制共模噪音的效果。
其次，共模干擾噪聲平衡平衡抵消技術-采取合適的屏蔽措施使共模噪音平衡抵消。如圖6所示，增加合適的屏蔽后，進一步降低了等效電容Cps，并且還同時增加可二次側對原邊的等效電容CSP，該電容可以把二次側噪音再傳到初級側來（在這是不是覺得功效和Y電容有點像了？）從理論上講，只有這兩個等效電容上的電荷達到平衡，用數學公式表達則為|Cps*Vp-Csp*Vs|=0,則LISIN上應該檢測不到共模噪聲，因為共模噪聲都以能量的形式在電源內部循環了。幾種達到平衡抵消常用的方法在圖7中給出。
3、懸浮RC電壓波形-一種檢測共模噪聲的簡單方法
圖8所示是一種檢測共模噪聲的簡單有效的方法，即通過跨接在原副邊靜態點之間的RC懸浮電壓波形，其中Rcm=20K連接原邊靜態點，Ccm=1nF連接二次側靜態點。電阻Rcm上電壓波形的極性和幅度體現了共模噪音的抵消效果。當Rcm懸浮電壓波形和開關管Q1的開關波形VDS一致時,變壓器內屏蔽銅皮越長，則Rcm電壓的幅度越小；當屏蔽銅皮繼續增加，則會導致Rcm電壓波形極性反相。為了使得Cps和Csp之間平衡并獲得共模噪聲抵消的效果，Rcm電壓在0-2V且極性反相最為恰當，如圖10所示。圖9,10和11對變壓器無屏蔽，屏蔽抵消恰當和屏蔽抵消過頭做了對比。結果顯示，無屏蔽盒屏蔽抵消過頭的傳導EMI都比較差。
除了銅皮屏蔽，繞組屏蔽也是一樣的，而且比較方便調試（增加幾圈或者減幾圈）
