131 1300 0010
2線RTD連接圖
2線RTD配置是最簡單的配置，如圖6所示。2線配置只需要一個激勵電流源。來自ADC的三個模擬引腳用于實現單個2線RTD配置：一個引腳用于激勵電流IOUT，兩個引腳作為全差分輸入通道（AINP和AINM）用于檢測RTD上的電壓。當設計使用多個2線RTD時，可以使用單個激勵電流源，并將激勵電流導向系統中的不同RTD。按照4線配置將基準電阻放在RTD的低端，單個基準電阻便可支持所有RTD測量。也就是說，該基準電阻由所有RTD共享。
2線配置是三種接線配置中精度最低的配置，原因是測量的實際電阻值既包括傳感器的電阻值，也包括引線RL1和RL2的電阻值，從而增大了ADC上的電壓測量結果。如果傳感器在遠程，系統使用非常長的導線，則誤差將很大。例如，25英尺長的24 AWG銅線的等效電阻為：0.026Ω/英尺（0.08Ω/米）× 2 × 25英尺 = 1.3Ω。因此，1.3Ω導線電阻產生的誤差為：（1.3/0.385） = 3.38°C（近似值）。導線電阻還會隨溫度而變化，這又會增加誤差。
圖5.單個和多個4線RTD模擬輸入配置測量
3線RTD連接圖
使用3線RTD配置可以大幅改善2線RTD配置的引線電阻所引起的較大誤差。本文使用第二激勵電流（如圖7所示）來抵消RL1和RL2所產生的引線電阻誤差。因此，來自ADC的四個模擬引腳用于實現單個3線RTD配置：兩個引腳用于激勵電流（IOUT0和IOUT1），兩個引腳作為全差分輸入通道（AINP和AINM）用于檢測RTD上的電壓。
圖6.單個和多個2線RTD模擬輸入配置測量
圖7.單個和多個3線RTD模擬輸入配置測量
有兩種方法可以配置3線RTD電路。方法1將基準電阻放在頂邊，使得第一激勵電流IOUT0流到RREF、RL1，然后流到RTD；第二電流流經RL2引線電阻，產生的電壓抵消RL1引線電阻上的壓降。因此，匹配良好的激勵電流可完全消除引線電阻導致的誤差。如果激勵電流匹配得不是那么好，使用這種配置可使不匹配的影響最小化。同一電流流到RTD和RREF；因此，兩個IOUT之間的任何不匹配只會影響引線電阻計算。測量單個RTD時，此配置很有用。
測量多個3線RTD時，建議將基準電阻放在底邊（方法2），這樣只能使用單個基準電阻，從而最大限度地降低總成本。然而，在這種配置中，一個電流流過RTD，但有兩個電流流過基準電阻。因此，IOUT的任何不匹配都會影響基準電壓的值和引線電阻的抵消。當存在激勵電流不匹配時，該配置的誤差會比方法1更大。有兩種可能的方法可以校準IOUT之間的不匹配和不匹配漂移，從而提高第二種配置的精度。第一種方法是對激勵電流斬波（交換），在每個階段執行一次測量，然后將兩個測量值平均，從而實現校準。另一種辦法是測量實際激勵電流本身，然后在微控制器使用計算的不匹配來補償該不匹配。關于這些校準的更多細節在CN-0383中討論。
RTD系統優化
檢查系統設計人員的問題，可發現設計和優化RTD應用解決方案存在不同的挑戰。挑戰一是上面討論的傳感器選型和連接圖。挑戰二是測量的配置，包括ADC配置、設置激勵電流、設置增益和選擇外部元件，同時確保系統優化并在ADC規格范圍內運行。最后，最關鍵的問題是如何實現目標性能，確定有哪些誤差源貢獻了整體系統誤差。
幸運的是，有一款新工具RTD_CONFIGURATOR_AND_ERROR_BUDGET_CALCULATOR，它為設計和優化RTD測量系統提供從概念到原型制作的實操解決方案。
該工具
該工具圍繞AD7124-4/AD7124-8設計，允許客戶調整激勵電流、增益、外部元件等設置。它會指出超邊界狀況，以確保最終解決方案在ADC的規格范圍內。
圖8.RTD配置程序
激勵電流、增益和外部元件的選擇
理想情況下，我們傾向于選擇較高的激勵電流以產生較高的輸出電壓，并使ADC輸入范圍最大化。然而，由于傳感器為阻性，設計人員還必須確保大值激勵電流的功耗或自發熱效應不會影響測量結果。系統設計人員可能選擇高激勵電流。但是，為使自發熱最小化，在兩次測量之間需要關閉激勵電流。設計人員需要考慮時序對系統的影響。另一種方法是選擇較低激勵電流，以使自發熱最小。時序現已最小化，但設計人員需要確定系統性能是否受到影響。所有方案都可以通過RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator進行測試。該工具允許用戶平衡激勵電流、增益和外部元件的選擇，以確保模擬輸入電壓得到優化，同時調整ADC增益和速度，以提供更好的分辨率和系統性能，即噪聲和失調誤差更低。
要了解所得到的濾波曲線，或者要更深入地了解轉換時序，VirtualEval在線工具可提供相關細節。
Σ-Δ型ADC的ADC輸入和基準輸入均由開關電容前端連續采樣。對于所討論的RTD系統，基準輸入也受外部基準電阻驅動。建議在Σ-Δ型ADC的模擬輸入端使用一個外部RC濾波器用于抗混疊。為了EMC目的，系統設計人員可以在模擬輸入端和基準輸入端使用較大R和C值。大RC值在測量中可能引起增益誤差，因為在兩個采樣時刻之間的時間里，前端電路沒有充足的時間來建立。緩沖模擬和基準輸入可防止此類增益誤差，從而允許使用不受限制的R和C值。
對于AD7124-4/AD7124-8，當使用大于1的內部增益時，模擬輸入緩沖器自動使能，由于PGA放置在輸入緩沖器的前面，并且PGA是軌到軌的，所以模擬輸入也是軌到軌的。但是，對于基準緩沖器，或者在增益為1時使用ADC且使能模擬輸入緩沖器，則有必要確保提供正確運行所需的裕量。
Pt100輸出的信號電平很低，大約為幾百mV。為獲得最佳性能，可以使用寬動態范圍的ADC。或者使用一個增益級來放大信號，再將其應用于ADC。AD7124-4/AD7124-8支持1到128的增益，因而可以針對各種激勵電流優化設計。PGA增益的多個選項允許設計人員在激勵電流值與增益、外部元件、性能之間取舍。RTD配置工具會指示新的激勵電流值是否能與所選RTD傳感器一起使用。它還會給出精密基準電阻和基準裕量電阻的適當建議值。請注意，該工具可確保ADC在規格范圍內使用——它會顯示支持相關配置的可能增益。AD7124激勵電流具有輸出順從性；也就是說，提供激勵電流的引腳上的電壓相對于AVDD需要一些裕量。該工具也會確保符合該順從規格。
借助RTD工具，系統設計人員可以保證系統在ADC和RTD傳感器的工作限值內運行。基準電阻等外部元件的精度及其對系統誤差的貢獻將在稍后討論。
濾波選項（模擬和數字50 Hz/60 Hz抑制）
如前所述，建議將抗混疊濾波器配合Σ-Δ型轉換器使用。嵌入式濾波器是數字式，所以頻率響應在采樣頻率附近折回。為了充分衰減調制器頻率及其倍數處的干擾，必須使用抗混疊濾波。Σ-Δ型轉換器會對模擬輸入過采樣，因此抗混疊濾波器的設計大大簡化，只需要一個簡單的單極點RC濾波器。
當最終系統投入現場使用時，處理來自系統所處環境的噪聲或干擾可能非常有挑戰性，尤其是在工業自動化、儀器儀表、過程控制或功率控制等應用領域，這些應用要求耐噪，同時不能產生太大噪聲而影響到相鄰元器件。噪聲、瞬態或其他干擾源會影響系統精度和分辨率。當系統由交流電源供電時，也會產生干擾。交流電源頻率在歐洲是50 Hz及其倍數，在美國是60 Hz及其倍數。因此，當設計RTD系統時，必須考慮具有50 Hz/60 Hz抑制能力的濾波電路。許多系統設計人員希望設計一個能夠同時抑制50 Hz和60 Hz的通用系統。
大多數較低帶寬ADC（包括AD7124-4/AD7124-8）提供多種數字濾波選項，通過編程可將陷波頻率設置為50 Hz/60 Hz。所選濾波器選項會影響輸出數據速率、建立時間以及50 Hz/60 Hz抑制。使能多個通道時，每次切換通道都需要一個建立時間以便產生轉換結果。因此，選擇具有較長建立時間的濾波器類型（即sinc4或sinc3）會降低整體吞吐速率。在這種情況下，可使用后置濾波器或FIR濾波器以較短的建立時間提供合理的50 Hz/60 Hz同時抑制，從而提高吞吐速率。
功耗考慮
系統的電流消耗或功耗預算分配高度依賴于最終應用。AD7124-4/AD7124-8具有三種功耗模式，支持在性能、速度和功耗之間進行權衡。便攜式或遠程應用須使用低功耗器件和配置。對于某些工業自動化應用，整個系統都由4 mA到20 mA環路供電，因此允許的電流預算最大值僅有4 mA。對于此類應用，可以將器件設置為中功率或低功耗模式。速度要低得多，但ADC仍能提供高性能。如果應用是由交流電源供電的過程控制，則電流消耗可以高得多，因此器件可以設置為全功率模式，該系統可以實現高得多的輸出數據速率和更高的性能。
誤差源和校準選項
知道所需的系統配置之后，下一步是估算與ADC相關的誤差和系統誤差。這些誤差可幫助系統設計人員了解前端和ADC配置是否滿足整體目標精度和性能。RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator允許用戶修改系統配置以獲得最佳性能。例如，圖9顯示了所有誤差的摘要。系統誤差餅圖表明，外部基準電阻的初始精度及其溫度系數是系統總誤差的主要貢獻因素。因此，必須考慮使用更高精度和更好溫度系數的外部基準電阻。
ADC引起的誤差不是系統總誤差的最重要貢獻因素。但是，使用AD7124-4/AD7124-8的內部校準模式可以進一步減小ADC的誤差貢獻。建議在上電或軟件初始化時進行內部校準，以消除ADC增益和失調誤差。請注意，這些校準不會消除外部電路造成的誤差。但是，ADC還支持系統校準，使得系統失調和增益錯誤可以最小化，但這可能會增加額外的成本，大多數應用可能不需要。
故障檢測
對于惡劣環境或安全很重要的應用，診斷正成為行業要求的一部分。AD7124-4/AD7124-8中的嵌入式診斷減少了對外部元件實現診斷的需求，使得解決方案尺寸更小、時間更短且成本更低。診斷包括：
這些診斷使得解決方案更強大。根據IEC 61508，典型3線RTD應用的失效模式、影響和診斷分析（FMEDA）表明安全失效比率（SFF）大于90%。
RTD系統評估
圖10顯示了來自電路筆記CN-0383的一些測量數據。該測量數據是利用AD7124-4/AD7124-8評估板獲得，其中包括2-/3-/4-線RTD的演示模式，并計算了相應的攝氏溫度值。結果表明，2線RTD實現方案的誤差更接近誤差邊界的下限，而3線或4線RTD實現方案的總體誤差完全在允許限值以內。2線測量中的較高誤差源于前面所述的引線電阻誤差。
圖9.RTD誤差源計算程序
圖10.2-/3-/4-線RTD溫度精度測量后置濾波器，低功耗模式，25 SPS
這些例子說明，當與ADI公司的較低帶寬Σ-Δ型ADC（如AD7124-4/AD7124-8）一起使用時，遵循上述RTD指南將能實現高精度、高性能設計。電路筆記（CN-0383）也可用作參考設計，幫助系統設計人員快速實現原型。評估板允許用戶評估系統性能，每種示例配置演示模式都可以使用。進一步說，使用ADI生成的示例代碼（可從AD7124-4/AD7124-8產品頁面獲得），可以輕松開發出不同RTD配置的固件。
采用Σ-Δ架構的ADC（例如AD7124-4/AD7124-8）適合于RTD測量應用，因為其解決了諸如50 Hz/60 Hz抑制之類的問題，并且模擬輸入具有寬共模范圍（基準輸入也可能有）。另外，這些器件具有高集成度，包含RTD系統設計所需的全部功能。它們還提供增強特性，如校準能力和嵌入式診斷。這種集成度加上完整的系統資料或生態系統，將能簡化整體系統設計，降低成本，縮短從概念到原型的設計周期。
為使系統設計人員的設計之旅更輕松，可以使用RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator工具和在線工具VirtualEval、評估板硬件和軟件以及CN-0383來解決不同的挑戰，例如連接問題和整體誤差預算，將用戶的設計體驗提升到更高層次。
結論
本文已說明，設計RTD溫度測量系統是一個具挑戰性的多步驟過程。它需要選擇不同的傳感器配置、ADC和優化，并考慮這些決策如何影響整體系統性能。ADI公司的RTD_Configurator_and_Error_Budget_Calculator工具和在線工具VirtualEval、評估板硬件和軟件以及CN-0383，通過解決連接和整體誤差預算問題來簡化該過程。
作者簡介
Jellenie Rodriguez是ADI公司精密轉換器技術部的一名應用工程師。她主要關注用于直流測量的精密Σ-Δ型ADC。她于2012年加入ADI公司，2011年畢業于San SebasTIan College-Recoletos de Cavite，獲得電子工程學士學位。
作者簡介
Mary McCarthy是ADI公司應用工程師。她于1991年加入ADI公司，在愛爾蘭科克市的線性與精密技術應用部工作，主要關注精密Δ-Σ型轉換器。她于1991年畢業于科克大學，獲得電子與電氣工程學士學位。
