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可以使用極快的開關晶體管：超級結?MOSFET?(SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化鎵?(GaN) 的晶體管；這些仍然比傳統晶體管昂貴得多，但它們使設計更小、更高效的開關電源和 DC-DC 轉換器成為可能。在設計研究中，在Traco Power 電源單元的?PFC?階段實現并測量了 GaN 晶體管的使用。對優缺點以及相關的技術問題進行了詳細的研究和描述。
近幾十年來，電力電子領域發展迅速。這主要是由于越來越快的半導體開關，這使得設計更小的用于存儲電能的組件成為可能，例如電容器和電感。結合更高的效率，這允許實現更小的電力電子組件，例如電源單元和 DC-DC 轉換器。在過去的幾十年中，半導體開關一直在不斷增強。
最新的半導體開關，例如超級結 MOSFET (SJ)、碳化硅 MOSFET (SiC) 和基于氮化鎵 (GaN) 的晶體管，實現的開關時間幾乎比傳統 MOSFET 短十倍。這會顯著降低開關損耗，從而實現更高的開關頻率。由于這一點和提高的效率，可以實現更小的開關電源設計體積。
但是，請注意，這些優勢并不適用于所有用于開關電源和 DC-DC 轉換器的開關拓撲。由于高效和低成本的控制器 IC 的可用性，近年來已經使用了各種諧振轉換器概念，其特點是在電源打開或關閉的那一刻，開關處的電流或電壓元件已經為零，從而防止任何功率或能量損失（ZVS 或 ZCS：零電壓開關和零電流開關）。由于這些通常涉及真正諧振轉換器的開關概念原則上不會產生任何功率損耗，因此即使使用更快的開關元件，也不應期望開關損耗進一步降低。
例如，圖 1 顯示了典型 Traco Power 工業電源單元的一般電路圖，輸入端帶有 PFC 轉換器，輸出端帶有諧振轉換器。全部電能流經標記為 L 和 C 的元件，電容器和電感的值基本上根據諧振頻率確定轉換器的開關頻率。
圖 1.
Traco 開關電源的典型通用電路圖，輸入端帶有升壓轉換器，用于產生正弦輸入電流，諧振轉換器用于電位分離和電壓調節
電源單元的輸入配備了一個升壓 DC-DC 轉換器（PFC 轉換器），它在輸入端強制提供準正弦電源入口電流以校正功率因數。下游諧振轉換器用于調節電壓電平，實現與電源電壓的電流隔離，以及調節電源電壓和負載的變化。然而，由于諧振或半諧振開關 PFC 轉換器非常復雜并且只能以高度復雜的方式實現，因此使用新推出的、非常快速的開關晶體管作為有源高頻開關提供了一個可行的選擇升壓轉換器。
為了能夠通過這些快速開關元件通過降低開關損耗顯著提高開關電源的效率，還必須降低二極管和整流器的傳導損耗。在這方面，建議升壓轉換器采用所謂的“圖騰柱”拓撲。這使得可以將傳統使用的具有相對較高傳導損耗的電源整流器從四個二極管減少到兩個二極管。相應的細節如圖 2 所示。該電路是用 GaN 晶體管設計和測試的。
圖2.
用于校正電源入口電流功率因數的圖騰柱電路
優點和缺點以及相關的技術挑戰如下所述。
為什么使用氮化鎵？
超級結 MOSFET (SJ) 開關速度非常快，易于更換，而且價格便宜且易于獲得。缺點是在較高的開關頻率下工作時控制功率相對較高，開關損耗高，以及體二極管在反向工作時的恢復時間長。碳化硅 MOSFET (SiC) 比 SJ MOSFET 更快，它們非常適合高阻斷電壓，并且具有穩健的雪崩行為和具有極短反向恢復時間的體二極管。然而，這些晶體管的控制稍微復雜一些，因為可能需要負柵極預加載。
氮化鎵 (GaN) 晶體管通常有兩種不同的設計：自導式和自阻式。根據類型和制造商的不同，這會導致對這些組件的澆口控制有不同的要求。然而，GaN 晶體管的優勢是開關時間縮短了十倍，并且無需體二極管。在某些情況下，這種優勢可以證明為控制和管理這些組件而增加的支出是合理的。
為了能夠充分利用 GaN 晶體管的所有優勢，需要更復雜的柵極控制電路，該電路通常已經集成在開關斷路器的芯片上。缺點是不同制造商的組件不再兼容，不能輕易相互交換。
帶有 GaN 晶體管的升壓轉換器（PFC 轉換器）的快速開關
在圖 3 中，升壓轉換器被設計為“圖騰柱電路”。輸出電壓總是高于輸入電壓。根據輸入電壓的極性，兩個晶體管交替用作有源開關或用作扼流圈電流的有源續流二極管。這些晶體管以“D”和“(1-D”)的占空比交替控制。
圖 3.
圖騰柱輸入轉換器帶有輸入和輸出濾波器以防止無線電干擾
當兩個開關都使用非常快速開關的 GaN 晶體管時，該級可以在連續扼流電流下運行。這意味著當開關打開或關閉時，扼流電流不必為零，因為只會產生非常低的開關損耗。因此，儲能扼流圈可以在明顯較低的高頻交流電流下運行。
由于在控制技術方面，通過扼流圈和整流二極管的電流得到適當控制，為了進一步降低功率損耗，整流二極管也可以用導通電阻非常低的 SJ MOSFET 代替。這導致總功率損耗的進一步降低，從而也提高了效率。
由于 GaN 晶體管的開關時間僅為幾納秒，因此會引起寄生電感和電容產生極高頻振蕩，從而導致輸入和輸出出現嚴重干擾并對測量產生負面影響。因此，使用了圖 3 中所示的過濾器。測量的開關信號，在每種情況下在 GaN 晶體管的漏極和源極端子之間測量，如圖 4 所示；相關的測量設計如圖 5 所示。
圖 4a
圖 4b
圖 4.
帶有 (a) 和不帶有 (b) 用于防止瞬態響應的外部 SiC 并聯二極管的 PFC 轉換器中 GaN 晶體管的開關行為
圖 5.
測量設計
對于此處使用的 GaN 晶體管，很明顯需要與漏源并聯的 SiC 二極管（D3 和 D4）來防止死區時間（GaN 反向傳導，柵極“關閉”）期間的振蕩。圖 4 顯示了 GaN 晶體管漏源電壓關斷行為的測量結果，無論有沒有外部并聯二極管。開關過程的時間不到 7 納秒，這意味著它比標準 MOSFET 的時間短約十倍。與傳統的 MOSFET 開關相比，這也導致導通和關斷損耗降低了相同的系數。
上圖所示電路設計用于 1000 W 的輸出；兩個開關晶體管是 80mOhm GaN 晶體管。控制和調節是離散和模擬設置的，因此可以影響和設置所有運行參數。圖 4b 中顯示的關閉后的振蕩會產生難以過濾的高頻干擾，這需要大量的過濾工作；因此，必須避免它們。
使用 GaN 晶體管降低電感
電感的損耗和大小對升壓轉換器（PFC 轉換器）的效率有重大影響。電感的儲存能量與導通和關斷期間的電流幅度成二次方關系；同時，歐姆損耗與電流成二次方增加。
另一方面，電感中的磁滯損耗取決于磁芯的體積、電流的交流分量，從而取決于磁流密度變化的沖程和開關頻率。評估的測試設計使用 100kHz 的平均開關頻率。110VAC 和 230VAC 輸入電壓的扼流電流測量結果如圖 6 所示。
由于紋波電流的大小取決于輸入電壓和升壓電壓之間的差值，因此較低的輸入電壓（圖 6a）會導致紋波電流高于使用較高電壓的操作（圖 6b）。在低輸入電壓下，電感中磁性材料的熱損失要大得多，因此必須考慮這種不利的工作情況。
圖 6a。
扼流圈中的電流 (L2) @ 110V
圖 6b。
扼流圈中的電流 (L2)@ 230V
圖 6 顯示了在 a) 110VAC 電源輸入電壓和 b) 230VAC 電源輸入電壓下升壓轉換器（PFC 轉換器）電感中的電流測量值。
由于磁芯損耗隨著電感中電流紋波系數的降低而降低，具有 GaN 晶體管的 PFC 轉換器提供了使用磁性材料作為電感的選項，具有非常高的磁飽和磁通密度，盡管比磁滯損耗相對較高。這使得可以在幾百 kHz 的低開關損耗下使用更高的開關頻率。這允許進一步減小電感的結構尺寸。
由于更快的切換而增加的干擾
GaN 晶體管中極短的開關過程導致方波電流和電壓的產生，由于極高的激活和去激活邊緣，這會產生高頻干擾電壓和電流。這些都是不可取的，必須進行適當的過濾，以防止電磁干擾從開關電源通過連接線或輻射傳輸到其周圍環境。共模干擾最難過濾；相應的測量結果如圖 7 所示。
圖 7.
PFC 轉換器在 1000W 滿負載和 230VAC 電源電壓下的共模干擾電流（綠色）和共模干擾電壓（紅色）
詳細視圖顯示 100Hz 的共模電壓非常快地反轉其極性；高頻部分是由升壓二極管的能量恢復引起的。在此過程中，電流無法找到通過二極管 D1 D2 的路徑，因此作為共模電流通過 Y 電容器流回電網。對有源升壓二極管使用智能控制并用 MOSFET 替換無源整流二極管 D1 D2，可以顯著降低此電流。
使用 GaN 晶體管提高效率并減小結構尺寸
PFC 轉換器的效率通常由半導體開關的傳導和開關損耗以及電感的歐姆和磁化損耗組成。測量總損失并計算單個損失的比例；它們如圖 8 所示。
圖 8.
電源電壓為 230VAC 時，與電源輸入電壓相關的總損耗分配給各個組件
由于輸入電壓較低時電流較高，電感的磁性材料損耗較高，因此效率在很大程度上取決于電源輸入電壓。圖 9 再次總結了這種關系。
圖 9.
與具有 SJ MOSFET 的“邊界模式交錯”PFC（橙色）相比，與電源輸入電壓相關的具有 GaN 晶體管（藍色）的圖騰柱 PFC 轉換器的總體效率
在 PFC 轉換器中使用 GaN 晶體管可實現高效率
綜上所述，可以說在 PFC 轉換器中使用具有合適電路設計的 GaN 晶體管可以產生超過 99% 的極高效率；然而，用于低電源電壓的經濟可行的 GaN 晶體管的導通電阻顯然仍然過高，并且必須使用激活的 MOSFET 作為電源二極管。這導致效率比采用帶橋式整流器的傳統 MOSFET 的 PFC 轉換器高 3% 至 5%。
因此，在開關電源中結合使用 PFC 轉換器和諧振轉換器可實現 96% 以上的整體效率。
