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NMOS管，其電路模型可分為大信號模型和小信號模型。
大信號模型，是一個完整的通用的模型，其對輸入交流信號沒有要求;而小信號模型，使用的前提，是輸入交流信號足夠的小。
當VDS>VGS-VTH時，NMOS管處于飽和區，其對應的電流為：
根據ID的公式，計算ID的值：
上圖中，是NMOS管ID的計算，其中計算的前提，是假設V0和V1的值，使得NMOS管工作在飽和區，且忽略溝道調制效應。從上面右邊的推導來看，整體還不算復雜，最后也能推導出ID的結果。
但是如果，電路變成下圖所示呢?
這個時候，就發現，想用確切的公式表示出ID，就顯得不那么容易了。
在上述單NMOS的電路中，除了直流電壓Vo外，再疊加上一個變化的信號Vs,則可以看到如下圖所示的推導：
當VS不做任何限制時，則可以獲得MOS管的大信號模型：
在計算偏置電流時，我們使用大信號模型;但是大信號模型并不只關乎偏置。它是一個完整通用的模型。
大信號模型雖然很完整，很通用，但是有一個致命的弱點，就是太復雜，參數多，還有非線性在上面。
幸好，當VS為小信號時，大信號模型可以進行簡化，簡化后的模型，被稱之為小信號模型。
在推導小信號模型之前，先來看一下MOS管的另一項指標，即跨導(transconductance),gm.
gm定義如下：
也就是說，當輸入電壓VGS發生變化時，其輸出電流ID也會發生變化。而輸出電流變化量與輸入電壓變化量之間的比值，就稱為跨導。
結合ID的電流公式，和gm的定義，即可得到gm的等式如下：
然后，再給gm做個變種。
再做個變種。
從上面的gm的三個表達式看的話，會覺得有點自相矛盾。從表達式1中，gm與VGS-VTH成正比，但到表達式2中，gm與VGS-VTH則又成反比了。這是因為，ID,VGS-VTH，W/L這三個因素通過電流公式聯系在一起的。但是，在gm的表達式中，只顯性表示了2個，但是還有一個因素在起作用。
比如說，對于表達式2：gm=2*ID/(VGS-VTH)而言：
(1)當ID=constant時，gm與VGS-VTH呈反比;VGS-VTH變大時，要使得ID保持不變，則需要減小W/L的值。
(2)當VGS-VTH=constant時，gm與ID成正比;ID變大時，為了使得等式依然成立，則需要提高W/L的值。
但是為什么要給gm弄出這三個公式呢，是不是以后的IC設計中會用到呢?暫時我還不知道。期待隨著學習的深入，能夠有答案。
知道了gm的表達式后，開始看看小信號模型的推導。
在推導之前，需要知道一個近似，即當x<<1時，(1+x)^2~=1+2*x。
對應到電路模型，則可得：
也就是說，當信號Vs很小時，大信號模型，可以分解成偏置模型和小信號模型。小信號模型反應的是變化，包括電流的變化和電壓的變化。
在電路中，經常會到恒壓源和恒流源，那在建立一個電路的小信號模型時，怎么處理這些源呢?
在小信號模型中，表征的是變化，即電流的變化或者電壓的變化。所有不變化的，都按照零處理。
所以恒壓源為0，即代表短路;恒流源為0，則代表開路。
以上的小信號模型和gm的推導，都沒有考慮溝道長度調制效應。
總結一下構造小信號模型的通用步驟：
(1) 給電路施加合適的偏置;
(2) 在電壓上疊加小信號電壓，但是一次只疊加一個。
比如上面，先使得Vo-->Vo+△V，
(3) 計算電流的變化
比如上面，ID-->ID+gm*△V
(4)用合適的電路模型來模擬這種變化，比如說用電阻，電壓源，電流源等。
在兩個端口之間施加變化的電壓，但是在另外兩個端口之間測量電流，需要用壓控電流源來模擬;
而當電壓和電流都是在同樣的兩端口之間的話，則可以用電阻來模擬。
那溝道長度調制效應對小信號模型又有什么影響么?
即溝道長度調制效應，使得MOS管的輸出端增加了一個電阻r0.
