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雖然 GaN 功率晶體管因其低能量損耗和高功率密度能力而在電力電子應用中越來越受歡迎，但設計工程師仍然對其可靠性有一些擔憂。GaN 功率晶體管的關鍵問題之一是它們在開關操作期間的動態導通電阻 (RDS(ON)) 增加，這種現象稱為“電流崩潰”。當施加高漏極關斷電壓時，電流崩潰是晶體管結構中被俘獲電子的結果。在開啟事件期間清除被捕獲的電子需要時間，其特征在于動態 RDS(ON) 測量。增加的動態 RDS(ON) 會降低 GaN 功率晶體管的傳導損耗并導致更高的溫度，這會影響 GaN 功率晶體管和整個系統的可靠性。雖然很多廠商提供“無塌陷”的GaN功率晶體管，但工程師們仍然擔心電流塌陷的影響。因此，不僅器件制造商，電源轉換器設計工程師也需要準確評估 GaN 功率晶體管的動態 RDS(ON)。
測量 許多工程師都在努力準確評估動態 RDS(ON)。主要有兩個原因：1）過驅動，2）示波器動態范圍的限制。
當我們測量動態 RDS(ON) 時，我們希望將示波器范圍設置為剛好足以監控導通漏極電壓 (VDS(ON))，例如 1V/div，從而為我們提供示波器的最佳分辨率。不幸的是，晶體管正在從高漏極關斷電壓 (VDS(OFF)) 切換，例如 400 V。如果測量范圍不足以覆蓋 VDS(OFF) 和 VDS(ON)，示波器中的放大器會使波形失真）。這種現象稱為示波器 [1] 的“過驅動”，會導致示波器放大器飽和和錯誤的 VDS(ON) 測量。
因此，我們必須將示波器范圍設置得足夠寬以捕獲 VDS(OFF) 和 VDS(ON)，以避免輸入過驅動。但是，這次我們遇到的問題是示波器的動態范圍有限。即使是市場上具有最高垂直分辨率的高端示波器，在 20 MHz 帶寬下也只有大約 9 個有效位數 (ENOB)（注意：在大多數情況下，ENOB 是比原始數字更有用的參數ADC?的位數。通常，一些原始位低于放大器的本底噪聲，使它們無法使用）。因此，示波器只能識別滿量程的 1/29 = 1/512。如果 VDS(OFF) 為 400 V，則最小分辨率將為 400/512 = 0.78 V，這是動態 RDS(ON) 測量完全不可接受的分辨率。
為了克服測試 GaN 功率晶體管時的這一挑戰和其他挑戰，是德科技開發了一款定制的 GaN 測試板，以與 PD1500A 動態功率器件分析儀和雙脈沖測試儀配合使用。為了專門克服示波器動態范圍的限制，我們開發了鉗位電路。圖 1 顯示了我們定制的 GaN 測試板。新開發的鉗位電路放置在被測設備 (DUT) 的接口附近。正如我們在之前的文章中所討論的，該板還具有是德科技的無焊 DUT 接口、低插入電感電流傳感器和可更換的柵極電阻器，我們稱之為可重復和可靠的 GaN 表征 (R2GC) 技術。
圖 1. 是德科技定制的采用 R2GC 技術的 GaN 測試板。
圖 2 顯示了鉗位電路的簡化概念。該電路與 DUT 的輸出并聯放置。例如，假設 Q1 的電壓閾值 (VTH) 為 2 V。如果鉗位電壓設置為 8 V，那么當 DUT 的 VDS 低于 6 V 時，該電路可以準確測量高達 6 V 的電壓 VCLAMP。但是, 當 VDS 高于 6 V 時，系統測量不超過 6 V。這意味著示波器可以設置在低電壓范圍，例如 1 V/div，這為動態 RDS(ON) 測量提供了足夠的垂直分辨率. JEDEC 的出版物 JEP173 [2] 中也建議了這種使用鉗位電路的測試方法。
圖 2. 鉗位電路的簡化示例。
圖 3. 新開發的帶有鉗位電路的 GaN 測試板獲得的 650 V 額定 GaN E-HEMT 的開啟開關波形。
我們使用商用 650 V 額定電壓 GaN E-HEMT（增強模式高電子遷移率晶體管）評估了我們定制的 GaN 測試板的性能。圖 3 顯示了在 VDS(OFF) = 400 V、IDS(ON) = 30 A 時 GaN E-HEMT 開關的開啟波形。黃色波形顯示了鉗位漏極電壓 (VCLAMP)，棕色線顯示了 RDS(ON) ) 由 VCLAMP/IDS 計算，使用示波器上的 20 MHz 低通濾波器設置。黃色波形顯示測得的 VDS 被鉗位在 4.5 V 左右，并且清楚地測量了 2 V 左右的 VDS(ON)。RDS(ON) 波形的峰峰值噪聲約為 1 mW（就 VDS(ON) 而言為 30 mV），這比我們上面討論的原始 VDS 分辨率 0.78 V 精確得多，足以評估動態 RDS (ON) 對于大多數 GaN 功率晶體管。
圖 4. PD1500A（帶有新開發的鉗位電路）和 B1505A 獲得的 100 V/10 mW GaN E-HEMT 動態 RDS(ON) 的測量結果
鉗位電路的另一個重要特性是電路的響應時間。在DC-DC轉換器等典型的電力電子應用中，GaN功率晶體管的開關頻率越來越快，已經超過1MHz。這意味著鉗位電路的響應時間應小于幾百納秒，以測量實際工作條件下的動態 RDS(ON)。鉗位電路的元件（如晶體管和二極管）本質上具有一定量的結電容和恢復特性，這會降低電路的響應時間。因此，獲得鉗位電路的快速響應是另一個挑戰。
回到圖 3，鉗位 VDS 波形（黃色）在開啟轉換剛開始后顯示了大約 50 ns 的負下降。這種負下降歸因于鉗位電路的寄生效應。在此下降之后，鉗位 VDS 顯示正確的 VDS(ON) 波形。我們的雙脈沖測試系統中鉗位電路的響應時間被證明小于 100 ns，這對于大多數應用來說已經足夠快了。
我們還將我們的新動態 RDS(ON) 測試方法與我們之前的系統（B1505A 與 N1267A HVSMU/HCSMU 快速開關）進行了比較。圖 4 顯示了兩種系統獲得的 100 V/10 mW GaN E-HEMT 的測量結果。由于 B1505A 基于源測量單元 (SMU) 技術，因此測量需要數十微秒才能穩定。另一方面，PD1500A 的鉗位電路的響應時間快了大約 1000 倍，并成功檢測了在開啟后 100 ns 內發生的電流崩塌行為的快速響應。結果還表明，所測動態 RDS(ON) 的本底噪聲大約比 B1505A 小十倍，證明我們在動態 RDS(ON) 測量方面做了顯著改進
為了進一步了解我們的動態 RDS(ON) 測試能力，我們評估了 650 V 額定電壓 GaN E-HEMT 的動態 RDS(ON) 的關斷脈沖長度和 VDS(OFF) 依賴性。一般來說，當施加更長和更高的 VDS(OFF)?應力時，具有電流崩塌的 GaN 功率晶體管的動態 RDS(ON) 會增加。通過比較雙脈沖測試波形的第一個脈沖和第二個脈沖之間的RDS(ON)，可以看出電流崩塌的影響。
圖 5 顯示了雙脈沖測試期間 GaN E-HEMT 的動態 RDS(ON) 行為。我們提取了第一個脈沖（VGS 關閉前 100 ns）和第二個脈沖（VGS 打開后 100 ns）之間的 RDS(ON) (ΔRDS(ON)) 偏差。如圖 6 所示，ΔRDS(ON) 隨著施加的 VDS(OFF) 應力越長越高而略有增加，證實我們的雙脈沖測試系統可以有效評估 GaN 功率晶體管的電流崩潰。
圖 5. 額定電壓為 650 V 的 GaN E-HEMT 在 500 V/20 A 下的動態 RDS(ON) 雙脈沖測試結果和 ΔRDS(ON) 提取。
圖 6. 650V 額定電壓 GaN E-HEMT 的 ΔRDS(ON) 的關斷脈沖長度和 VDS(OFF) 依賴性
電流崩塌仍然是許多工程師對 GaN 功率晶體管的最大擔憂之一，由于測試儀器的限制，其評估非常具有挑戰性。正如我們在本文中所討論的，我們成功創建了一個可重復且可靠的雙脈沖測試系統，該系統通過采用新開發的鉗位電路可以有效評估 GaN 功率晶體管的動態 RDS(ON)。
